Электропневмотическое тормозное ЭПС

• Введение 4
• 1. Расчет параметров элементов колебательного контура и рабочей частоты регулирования 6
• 1.1. Емкость коммутирующего конденсатора 6
• 1.2. Число параллельных цепей конденсаторов выбранного типа 8
• 1.3. Минимальная емкость коммутирующего конденсатора 8
• 1.4. Максимальная емкость коммутирующего конденсатора 9
• 1.5. Индуктивность коммутирующего дросселя 9
• 1.6. Максимальная длительность коммутационного интервала 11
• 1.7. Максимальная длительность процесса перезаряда коммутирующего конденсатора 12
• 1.8. Рабочая частота регулирования 12
• 2. Расчет группового соединения полупроводниковых приборов 14
• 2.1. Число последовательно соединенных тиристоров в группе, выполняющей функции VS1 14
• 2.2. Число последовательно соединенных тиристоров в группе, выполняющей функции VS2 15
• 2.3. Число последовательно соединенных диодов в группе, выполняющей функции VD1 16
• 2.4. Число последовательно соединенных диодов в группе, выполняющей функции VD2 17
• 2.5. Наибольшее среднее значение тока VS1 17
• 2.6. Наибольшее среднее значение тока VS2 18
• 2.7. Наибольшее среднее значение тока VD1 18
• 2.8. Наибольшее среднее значение тока VD2 19
• 2.9. Число параллельных ветвей в группе тиристоров, выполняющих функции VS1 19
• 2.10. Минимальный предельный ток тиристоров, выполняющих функции VS2 20
• 2.11. Число параллельных ветвей в группе диодов, выполняющих функции VD2 21
• 2.12 Минимальный предельный ток диодов, выполняющих функции VD1 21
• 2.13 Выбор квалификационной группы тиристоров по критической скорости нарастания прямого напряжения 22
• 3. Расчет параметров защитных элементов преобразователя 23
• 3.1. Сопротивление шунтирующих резисторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS1 23
• 3.2. Сопротивление шунтирующих резисторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS2 24
• 3.3. Емкость шунтирующих конденсаторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS1 24
• 3.4. Емкость шунтирующих конденсаторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS2 25
• 3.5. Индуктивность дросселя, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS1 25
• 3.6 Индуктивность дросселя, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS2 27
• 3.7 Параметры ?, S, lcp дросселя насыщения, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS1 27
• 3.8 Параметры ?, S, lcp дросселя насыщения, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS2 31
• 3.9 Принципиальные схемы групп полупроводниковых приборов, выполняющих функции VS1, VS2, VD1, VD2, с защитными элементами 32
• 4. Расчет параметров входного фильтра и индуктивности цепи нагрузки 33
• 4.1. Упрощенная схема системы импульсного регулирования напряжения 33
• 4.2. Емкость входного фильтра 33
• 4.3. Индуктивность входного фильтра 34
• 4.4. Собственная частота входного фильтра с учетом индуктивности контактной сети и при необходимости, корректировка емкости фильтра 35
• 4.5. Индуктивность цепи нагрузки преобразователя 35
• 5. Силовая схема преобразователя и временные диаграммы 37

Упрощенная схема, показывающая принцип работы системы импульсного регулирования напряжения на тяговом двигателе, приведена на рис. 1. На этой схеме тиристорный преобразователь условно показан в виде контакта К.

Цепь нагрузки преобразователя содержит сглаживающий реактор (дроссель Lн) и тяговый двигатель, параллельно которым включен диод VD. Для уменьшения пульсаций магнитного потока обмотка возбуждения зашунтирована резистором Rш.

При замыкании ключа на нагрузку подается напряжение источника питания Uф и ток нагрузки iн начинает возрастать. Ток iн изменяется постепенно, так как при его возрастании в цепи нагрузки появляется ЭДС самоиндукции еLH, направленная встречно напряжению источника питания.

Диод VD закрыт. При размыкании ключа К ток iн уменьшается, полярность ЭДС самоиндукции меняет знак и становится прямой для диода VD. Диод открывается и через него начинает протекать ток нагрузки iн под действием разности ЭДС eLH и Е, возникающей в двигателе при его вращении. При очередном замыкании ключа к диоду VD прикладывается обратное напряжение и он закрывается, двигатель получает питание от источника.

Регулировать среднее значение напряжения на нагрузке Uн можно либо за счет изменения длительности импульса (широтное регулирование), либо за счет частоты следования импульсов (частотное регулирование)

Ток, потребляемый от контактной сети, имеет импульсный характер, что недопустимо. Для сглаживания пульсаций применяются входные фильтры. Фильтр содержит дроссель Lф и конденсатор Сф.

Разработано много схем тиристорных преобразователей. В большинстве схем для отключения главного тиристора, соединяющего цепь нагрузки с источником питания, используется коммутирующий конденсатор, который подключен параллельно главному тиристору при помощи вспомогательного тиристора. Для получения полярности напряжения на конденсаторе, требуемой для запирания главного тиристора, конденсатор сначала заряжается от источника питания, а затем перезаряжается с помощью колебательного LC контура.

В схеме преобразователя, приведенной на рис. 2., главным является тиристор VS1, вспомогательным — тиристор VS2. Временные диаграммы токов и напряжений приведены на рис. 9. При построении диаграмм и при выводе расчетных соотношений приняты следующие допущения:

* напряжение на открытом диоде и тиристоре равно нулю;

* пульсации тока нагрузки равны нулю;

* пульсации напряжения источника питания равны нулю;

* активное сопротивление всех элементов схемы равно нулю;

* ток удержания тиристоров равен нулю.

Работа преобразователя начинается с тиристора VS2. При этом конденсатор С заряжается от источника U через открытый VS2, сглаживающий дроссель

Lн и двигатель. Полярность напряжения на С показана на рис. 2, без скобок. При Uc = U ток заряда ic снижается до нуля и тиристор VS2 закрывается.

При включении тиристора VS1 напряжение источника U подается на нагрузку и одновременно собирается колебательный контур, содержащий заряженный конденсатор С, открытый VS1, дроссель L и диод VD1. Конденсатор С перезаряжается и полярность на нем становится как на рис. 2. в скобках.

Перезаряженный конденсатор используется для выключения тиристора VS1. Для этого включается тиристор VS2 и напряжение конденсатора С оказывается приложенным к тиристору VS1 в обратном направлении. Тиристор VS1 закрывается, а напряжение на выходе преобразователя скачком увеличивается до U+kз. V. Одновременно начинается процесс заряда конденсатора от источника U током ic = iн.

1. Расчет параметров элементов колебательного контура и рабочей частоты регулирования

1.1. Емкость коммутирующего конденсатора

Емкость коммутирующего конденсатора рассчитывается из условия tв = tc. По таблице 2.1. из находим, что tв = 16 мкс, при группе по tв = 7 из условия.

Емкость коммутирующего конденсатора влияет на схемное время tc, в течение которого к тиристору VS1 прикладывается обратное напряжение. Величина tc должна быть не менее времени выключения тиристора tв.

В соответствии с формулой (1. 19) из tc tc будет

минимальным при сочетании минимального напряжения питания Umin и

максимального тока нагрузки Iнmax. Из этого условия, а также из условия iв= ic получаем:

где С — емкость коммутирующего конденсатора, Ф;

кз — коэффициент затухания. У существующих импульсных преобразователей равен 0,7 — 0,8;

tв — время выключения тиристора VS1.

От емкости коммутирующего конденсатора зависит также скорость нарастания прямого напряжения на тиристоре VS1, которая не должна превышать критическую.

С учетом формулы (1.18) из получаем:

Принимаем по таблице 3.1. из значение критической скорости нарастания прямого напряжения для каждой нормируемой по этому параметру группы. Принимаем группу 2 и соответствующую ей скорость, равную 50 В/мкс, так как чем меньше скорость нарастания, тем меньше рабочая частота регулирования. Действительно, чем ниже группа и, соответственно, ниже скорость нарастания, тем выше емкость коммутирующего конденсатора и тем выше индуктивность коммутирующего дросселя. Чем выше обе эти величины, тем выше максимальная длительность процесса перезаряда конденсатора tn, а соответственно ниже рабочая частота регулирования.

Большее из полученных по формулам (1.1) и (1.2) значений принимаем за С.

С = 7,2.10−6 Ф.

1.2. Число параллельных цепей конденсаторов выбранного типа

Для расчета в курсовом проекте выбран конденсатор типа РСТ-2−2.12-У2 с номинальной амплитудой знакопеременного напряжения Uн = 2000 В, номинальном емкостью Сн = 2,12 мкФ и номинальной частотой fн = 800 Гц.

Так как Uн < Umах < 2. Uн, то конденсаторы соединяются по два последовательно, а для получения требуемой емкости С несколько таких цепей включаются параллельно. Число параллельных цепей конденсаторов:

где С — емкость, рассчитанная по формуле (1.1) и (1.2);

mc — число последовательно соединенных конденсаторов в каждой параллельной цепи, mc = 2;

1,3 — коэффициент, учитывающий возможное уменьшение емкости конденсаторов при минимальной рабочей температуре минус 50° С.

Рассчитанное по формуле (1.3) значение округляется до ближайшего большего целого.

1.3. Минимальная емкость коммутирующего конденсатора

При минимальной рабочей температуре минус 50 °C минимальная емкость коммутирующею конденсатора может быть получена из формулы (1.3):

С = Сmin используется при расчете максимальной скорости нарастания напряжения по формуле (2.4) из [I].

1.4. Максимальная емкость коммутирующего конденсатора

При положительной рабочей температуре емкость конденсаторов может превышать номинальную на 10%. В результате фактическое значение емкости может лежать в пределах от Сmin до Cmax.

По формуле (2.11) из имеем:

C = Сmax используется при расчетах индуктивности коммутирующего дросселя по формуле (2.3) из и рабочей частоты по формуле (2.7) из [I].

1.5. Индуктивность коммутирующего дросселя

По формуле (2.3) из [I] имеем:

Величина индуктивности контура L влияет на скорость нарастания прямого напряжения на тиристоре VS2. При открытом тиристоре VS1 напряжение на VS2 равно по величине напряжению на конденсаторе uc. Из уравнения (1.12) из [1]

максимальная скорость изменения напряжения uc будет при ic = Im, где Im — амплитудное значение тока контура.

Как следует из диаграммы uVS2 рис. 5 из [1], начиная с момента, при котором ic = Im к тиристору VS2 прикладывается прямое напряжение, скорость нарастания которого не должна превышать критическую

Отсюда с учетом (1.16) из [1]

получаем второе условие, ограничивающее величину индуктивности контура:

Выбираем большее из двух чисел, рассчитанных по формулам (1.6) и (1.11).

L= 558, 19.10−6 Гн.

1.6. Максимальная длительность коммутационного интервала

По формуле (2.8) из [1]

где tkmax — максимальная длительность коммутационного интервала;

С=Сmax.

Взаимосвязь tkmax c током нагрузки является существенным недостатком преобразователей, выполненных по схемам, в которых коммутирующий конденсатор перезаряжается током нагрузки. При таких схемах для обеспечения надежного функционирования преобразователя при малых токах нужно либо снижать рабочую частоту, либо завышать минимальное напряжение на нагрузке.

1.7. Максимальная длительность процесса перезаряда коммутирующего конденсатора

Длительность tn процесса перезаряда конденсатора равна длительности полупериода собственных колебаний контура.

С учетом формулы (1.15) из [I]

где?o — собственная частота колебательного контура, и из условия? o ?. tn=? получаем:

1.8. Рабочая частота регулирования

Ограничение максимального значения f связано с необходимостью получения заданного минимального напряжения по нагрузке Uнmin, при котором ток двигателя равен заданному значению Iнmin при u=0, где u — скорость поезда. По формуле (2.7) из имеем:

гдеUнmin=0,3. Umax. Получаем:

Отсюда период

2. Расчет группового соединения полупроводниковых приборов

2.1. Число последовательно соединенных тиристоров в группе, выполняющей функции VS1

Число m последовательно соединенных приборов определяется из условия обеспечения максимально допустимого повторяющегося напряжения на приборе Uп при пробое одного из них. По формуле (3.1) из имеем:

гдеUvн — наибольшее (максимально возможное в рабочем режиме) напряжение на диоде или тиристоре, показанном на рис. 1.;

к1 — коэффициент, учитывающий неравномерное распределение приложенного напряжения между последовательно соединенными приборами. Для не лавинных приборов к1 = 0,8, для лавинных, к1 = 1.

Значение mv должно обеспечивать также отсутствие отказов приборов при атмосферных и коммутационных перенапряжениях. По формуле (3.2) из [1]:

гдеUнп — максимально допустимое неповторяющееся напряжение на приборе, Uнп=1,12. Uп;

k2 — коэффициент, учитывающий уровень ограничения пере напряжений устройствами защиты. k2= 1,4.

Полученные по формулам (2.1) и (2.2) результаты округляются до ближайшего большего целого числа и из них выбирается большее значение.

Uп равно классу прибора, умноженному на 100. У тиристоров наибольшими являются прямые напряжения, поэтому Uvs1н=Uvs2н=Umax.

Для тиристора ТБ-133−200 класса 10:

Uп=1000 В;

Uнп=1,12.1000=1120 В;

Uvн=3200 В;

k1=0,8 (для не лавинных тиристоров);

k2=1,4.

Для тиристора VS1:

по формуле (2.1)

по формуле (2.2)

Выбираем из двух большее: mv = 6 шт.

2.2. Число последовательно соединенных тиристоров в группе, выполняющей функции VS2

Для тиристора VS2:

по формуле (2.1)

по формуле (2.2)

Выбираем из двух большее: mv = 6 шт.

2.3. Число последовательно соединенных диодов в группе, выполняющей функции VD1

Значения наибольших напряжений определяются на основании диаграмм, приведенных на рис. 9 при U= Umax. Наибольшие обратные напряжения на диодах VD1:

Для диода ДЛ-133−500, класса 13:

Uп=1300 В;

Uнп=1,12.1300=1456 В;

k1=1 (для лавинных приборов);

k2=1,4.

Для диода VD1:

по формуле (2.1)

по формуле (2.2)

Выбираем из двух большее: mv = 3 шт.

2.4. Число последовательно соединенных диодов в группе, выполняющей функции VD2

Наибольшие обратные напряжения на диодах VD2:

Для диода VD2:

по формуле (2.1)

по формуле (2.2)

Выбираем из двух большее: mv = 6 шт.

2.5. Наибольшее среднее значение тока VS1

Среднее значение тока тиристора VS1

Значение Ivs1 будет наибольшим Ivs1н при Iн = Imax и при максимально возможном tcy, которое как было показано при определении рабочей частоты, не должно превышать tcy = T — tkmax. С учетом (1.13) и условия Im = 2. Iнmax

гдеIvs1н — наибольший средний ток тиристоров VS1;

f — рабочая частота регулирования (из п. 1.8);

Т — период импульсов.

С = Сmax

2.6. Наибольшее среднее значение тока VS2

Среднее значение тока ivs2 не зависит от Iн

Наибольшее среднее значение тока ivs2

2.7. Наибольшее среднее значение тока VD1

Наибольшее среднее значение тока iVD1

2.8. Наибольшее среднее значение тока VD2

Среднее значение тока iVD2

Использование для расчета IVD2н сочетания максимального тока нагрузки и минимального tcy дает завышенный результат, так как в соответствии с рис. 3 из ток двигателя достигает Iнmax при? > ?min.

Точное определение соответствующего? можно выполнить только по результатам тягового расчета. В курсовом проекте принимаем, что ток двигателя достигает Iнmax при ??= 0,2. При этом условии

2.9. Число параллельных ветвей в группе тиристоров, выполняющих функции VS1

Число av параллельных цепей приборов

где k3=0,8 — коэффициент, учитывающий снижение скорости охлаждающего воздуха при уменьшении напряжения контактной сети;

k4=0,9 — коэффициент, учитывающий подогрев охлаждающего воздуха при последовательном расположении охладителей (радиаторов) полупроводниковых приборов;

k5=0,85 — коэффициент, учитывающий неравномерное распределение тока между параллельными ветвями приборов;

Iп — максимально допустимый средний ток прибора (предельный ток);

Ivн — наибольший (максимально возможный в рабочем режиме) средний ток диода или тиристора.

Полученное по формуле (2.12) значение округляется до ближайшего большего целого числа.

Для тиристоров ТБ-133−200 класса 10 Iп=200 А.

2.10. Минимальный предельный ток тиристоров, выполняющих функции VS2

Для этих приборов нужно решить обратную задачу — определить минимальный предельный ток, при котором можно избежать параллельного соединения приборов. Следовательно, принимаем число параллельных ветвей av = 1. При этом коэффициент k5, учитывающий неравномерное распределение тока между параллельными ветвями приборов будет равен 1, так как параллельных ветвей av = 1 и неравномерного распределения тока между параллельными ветвями не будет.

Из формулы (2.12) получим

Или, с учетом того, что av = 1 и k5 = 1

По этой величине тока нужно выбрать тип VS2.

Выбираем тиристор ТБ-133−100.

2.11. Число параллельных ветвей в группе диодов, выполняющих функции VD2

Для диодов ДЛ-133−500 класса 13 Ivн=500 А. Число av параллельных цепей приборов по формуле (2.12)

2.12 Минимальный предельный ток диодов, выполняющих функции VD1

С учетом сказанного в п. 2.10. и по формуле (2.14) имеем:

По этой величине тока нужно выбрать тип VD1.

Выбираем диод ДЛ-133−100.

2.13 Выбор квалификационной группы тиристоров по критической скорости нарастания прямого напряжения

В соответствии с формулой (2.2) из для каждого из тиристоров, выполняющих функции показанного на рис. 2 тиристора VS1 по формуле (3.11) из имеем:

По таблице 3.1. из соответствует группе 1. (в п. 1.1. принимали группу 2).

Для тиристоров VS2 в соответствии с формулой (2.5) из и с учетом условия Im= 2. Iнmах формуле (3.12) из имеем:

Что по таблице 3.1. из соответствует группе 1.

3. Расчет параметров защитных элементов преобразователя

3.1. Сопротивление шунтирующих резисторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS1

Для выравнивания напряжений на последовательно соединенных закрытых полупроводниковых приборах параллельно каждому из них включается шунтирующий резистор Rш. Расчет сопротивления Rш производится из условия, чтобы при наихудшем сочетании вольтамперных характеристик приборов и максимально возможном рабочем напряжении цепи Uvн напряжение на любом из них не превышало максимально допустимого значения Uп. Наихудшим является случай, когда один из показанных на Рис.6а из последовательно соединенных приборов имеет наименьший обратный ток, а остальные наибольший.

По формуле (4.5) из имеем:

гдеI0 — максимальный импульсный обратный ток;

Rш — сопротивление шунтирующего резистора;

m — число последовательно соединенных приборов.

Из приложения 2 из I0=40.10−3 A.

Для тиристора VS1

3.2. Сопротивление шунтирующих резисторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS2

По формуле (3.1) для тиристора VS2:

3.3. Емкость шунтирующих конденсаторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS1

Шунтирующие резисторы не гарантируют допустимого распределения напряжений на последовательно соединенных приборах при переходных режимах, возникающих в процессе их выключения. При выключении прибора смещение p-n-перехода в обратном направлении происходит за определенное время, в течение которого через прибор протекает обратный ток, постепенно снижающийся до значения, определяемого статической вольтамперной характеристикой. Полный заряд, вытекающий из прибора при переключении его с прямого тока на обратное смещение, называется зарядом восстановления Qв. Из-за различных значений Qв у последовательно соединенных приборов нарастание обратных напряжений на них будет происходить с разными скоростями, что может привести к недопустимым перенапряжениям на приборах с наименьшими Qв. Для выравнивания скоростей параллельно приборам включаются шунтирующие конденсаторы Сш. По формуле (4.6) из [I] имеем:

где?Qв — максимально возможная разность значений Qв последовательно включенных приборов.

Значение Qв берется из приложения 2 из. ?Qв = 40.10−6 Кл.

Сш = 0,071.10−6 Ф = 0,071 мкФ.

3.4. Емкость шунтирующих конденсаторов для группы тиристоров, выполняющих функции VS2

По формуле (3.2) имеем

Сш = 0,071.10−6 Ф = 0,071 мкФ.

Последовательно с шунтирующим конденсатором включается демпфирующий резистор Rd, ограничивающий максимальный ток перезаряда Сш. Сопротивление резистора Rd обычно равно 30 — 50 Ом. Наличие резистора Rd повышает dUD / dl. Поэтому он шунтируется диодом VDш.

3.5. Индуктивность дросселя, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS1

Из приведенных на рис. 9 диаграмм iVS1, iVS2 видно, что ток тиристоров изменяется при их включении скачком от нуля до Iн.

Такой режим недопустим, он наверняка приведет к отказу тиристора. При подаче управляющего сигнала проводящая зона образуется сначала вблизи управляющего электрода и затем с определенной скоростью распространяется на весь p-n-переход. При высокой скорости нарастания анодного тока на небольшом участке структуры успевает выделиться большая энергия и этот участок недопустимо перегревается. Максимальная скорость нарастания тока, которая не должна превышаться в процессе эксплуатации, называется критической скоростью. Требуемый темп нарастания тока достигается с помощью дросселя Lс, который включается последовательно с тиристором. После включения тиристора, напряжение на нем становится равным нулю, а появившаяся в обмотке дросселя ЭДС самоиндукции становится равной напряжению U, которое было на тиристоре в момент включения (активным сопротивлением обмотки пренебрегаем)

Минимальная индуктивность дросселя определяется из условия

Здесь предполагается, что один дроссель включается последовательно с группой, содержащей av параллельных цепей тиристоров.

Из (3.4) легко получить

Значение берется из приложения 2 из. = 800.10−6 А/с.

Для тиристоров VS1 по формуле (3.5) имеем:

Принимаем Lc = 1,4.10−6 Гн.

3.6 Индуктивность дросселя, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS2

Для тиристоров VS2 по формуле (3.5) имеем:

Принимаем Lc = 5.10−6 Гн.

3.7 Параметры ?, S, lcp дросселя насыщения, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS1

При использовании тиристоров с высокой критической скоростью нарастания прямого тока, и, соответственно, при малых значениях Lc дроссель можно выполнять без магнитопровода. Если же магнитопровод оказывается необходимым по конструктивным соображениям, то он выполняется из материала с прямоугольной петлей гистерезиса. Такой дроссель называется дросселем насыщения. Он перемагничивается при практически постоянной напряженности поля, близкой к коэрцитивной силе Hc. Ток дросселя I при перемагничивании определяется из закона полного тока

где? — число витков дросселя;

lср — средняя длина магнитной линии.

Параметры дросселя выбираются таким образом, чтобы отношение I / av было равно 1−2 А, что обеспечивает нормальное развитие процесса включения силового тиристора.

Приложенное к дросселю после включения тиристора напряжение уравновешивается ЭДС, возникающей в его обмотке при изменении магнитного потока

гдеФ = В. S — магнитной поток;

B — индукция;

S — сечение магнитопровода.

В соответствии с (3.7) магнитный поток меняется с постоянной скоростью

В процессе перемагничивания магнитный поток изменяется на величину

гдеBS — индукция насыщения;

Br — остаточная индукция.

Время перемагничивания

После достижения индукции насыщения магнитный поток практически перестает изменяться, напряжение на дросселе становится равным нулю и ток тиристора возрастает до значения тока нагрузки. Таким образом, момент нарастания тока тиристора задерживается относительно момента его включения на время перемагничивания сердечника. Поэтому оно называется временем задержки. Величина tзад должна составлять 2−3 мкс, в течение которых проводящая зона успевает распространиться на весь p-n-переход тиристора.

Параметры дросселя зависят от величины? В. Значительное увеличение? В можно получить за счет дополнительной подмагничивающей обмотки дросселя, с помощью которой осуществляется предварительное намагничивание сердечника до значения — BS. Тогда при включении тиристора индукция будет меняться от минус ВS до ВS и? B = 2. BS.

Наиболее распространенным материалом с прямоугольной петлей гистерезиса является железоникелевый сплав типа 50НП, который выпускается в виде ленты толщиной 0,005 — 0,1 мм.

Для этого материала? B = 0,5−1,5 Тл, HC = 20 — 40 А. По известным? B, HC и Umах приемлемые значения тока перемагничивания и времени задержки можно получить, варьируя параметры lсp, S, ?. При использовании стандартных ленточных магнитопроводов тороидального типа решение задачи выбора числа витков дросселя становится однозначным. У этих магнитопроводов отношение lcp/S лежит в пределах 120−160 м-1. Обозначив lcp/S = k, из (3.6) и (3.10) получаем

гдеtзад — время перемагничивания сердечника;

НС — коэрцитивная сила для сплава 50НП;

k — отношение средней длины магнитной линии lcр к сечению магнитопровода S;

?B — изменение индукции в сердечнике;

I — ток дросселя при перемагничивании.

В курсовом проекте нужно рассчитать число витков дросселя насыщения при средних значениях параметров, разбросы которых указаны выше. Полученное значение округляется до ближайшего большего целого числа и после этого рассчитывается сечение магнитопровода и средняя длина магнитной линии.

Имеем:

?B = 1 Тл;

HC = 30 А/м;

tзад = 3.10−6 с;

k = 140 м-1;

I = 1,5. av А.

Для тиристоров VS1 I = 1,5. av = 1,5.3 = 4,5 А.

Принимаем? = 3 витка.

Из формулы (3.6) имеем

Для тиристоров VS1

Из отношения lcp/S = k получаем

Для тиристоров VS1

3.8 Параметры ?, S, lcp дросселя насыщения, включенного последовательно с группой тиристоров, выполняющих функции VS2

По формуле (3.11) для тиристоров VS2, I = 1,5. av = 1,5.1 = 1,5 A

Принимаем? = 6 витков.

По формуле (3.12) для тиристоров VS2

По формуле (3.13) для тиристоров VS2

3.9 Принципиальные схемы групп полупроводниковых приборов, выполняющих функции VS1, VS2, VD1, VD2, с защитными элементами

Принципиальную схему группы п/п приборов, выполняющих функции VS1 изображаю на рис. 3. Схема содержит последовательных элементов mv = 6, параллельных элементов аv = 3.

Принципиальную схему группы п/п приборов, выполняющих функции VS2 изображаю на рис. 4. Схема содержит последовательных элементов mv = 6, параллельных элементов аv = 1.

Принципиальную схему группы п/п приборов, выполняющих функции VD1 изображаю на рис. 5. Схема содержит последовательных элементов mv = 3, параллельных элементов аv = 1.

Принципиальную схему группы п/п приборов, выполняющих функции VD2 изображаю на Рис. 6. Схема содержит последовательных элементов mv = 6, параллельных элементов аv = 1.

4. Расчет параметров входного фильтра и индуктивности цепи нагрузки

4.1. Упрощенная схема системы импульсного регулирования напряжения

Упрощенную схему системы импульсного регулирования напряжения изображаю на рис. 7.

4.2. Емкость входного фильтра

При расчете емкости входного фильтра размах пульсаций напряжения на фильтровом конденсаторе принимается равным 15% от Umax при токе Imах = 360А. ?Uфmax = 0,15.3200 =480 В.

Частота пульсации при схеме рис.7

По формуле (1.6) из имеем

Отсюда следует

При условии, что Iн = Iнmax = 360 А, по формуле (4.2)

Рассчитанное по формуле (4.2) значение СФ округляется до большего числа, кратного 16 мкФ (16.10−6 Ф). Это связано с использованием специального фильтрового конденсатора типа ФСТ-4−16 с номинальным напряжением 4 кВ и номинальной емкостью 16 мкФ.

Следовательно, принимаем СФ = 192.10−6 Ф.

Используется 12 параллельно подключенных конденсаторов типа ФСТ-4−16.

4.3. Индуктивность входного фильтра

Для расчета индуктивности входного фильтра размах пульсаций тока сети принимается равным 2% от тока нагрузки Iнmax.

По формуле (1.7) из [1]

Отсюда следует

При условии, что Iн = Iнmax = 360 A, по формуле (4.4)

4.4. Собственная частота входного фильтра с учетом индуктивности контактной сети и при необходимости, корректировка емкости фильтра

Индуктивность контактной сети LКС = 5.10−3 Гн.

Собственная частота входного фильтра fф рассчитывается по ф. (1.9) из [1]

При нормальной погрешности должно выполняться условие (1.8) из [1]

При f = 516,843 и 2. fф =204,626 это условие выполняется. Корректировка емкости входного фильтра не нужна.

4.5. Индуктивность цепи нагрузки преобразователя

Индуктивность цепи нагрузки преобразователя рассчитывается по заданному значению kПmax при Umах и Imах.

kПmax = 0,26;

Umах = 3200 В;

Imах = 360 А.

По формуле (1.5) из имеем

Отсюда индуктивность цепи нагрузки преобразователя

5. Силовая схема преобразователя и временные диаграммы

Cиловую схему преобразователя изображаю на рис. 8. Временные диаграммы строю на рис. 9.

Диаграммы строятся для режима U = Umах, Iн = Imах, tcy = T / 2.

T = 1,9.10−3 c;

tcy = 1,95.10−3 c;

tk = 377,784.10−6 c? 0,378.10−3 c;

tn = 240,442.10−6 c? 0,24.10−3 c;

T — (tk + tcy) = 0,572.10−3 c.

U = 3200 B;

k3. U = 2560 B;

IH = 360 A;

Im = 2. IH = 720 A.