Разработка и исследование исполнительных устройств с бесконтактными двигателями постоянного тока и цифровыми датчиками параметров вращения для систем автоматического управления

На современном этапе развития исполнительных элементов малой мощности характерно всё возрастающее применение в различных областях техники бесконтактных электродвигателей постоянного тока (БДПТ). Удачное сочетание высокой надёжности, свойственной бесконтактным электродвигателям переменного тока, с хорошими регулировочными и энергетическими характеристиками, а также такие специфические особенности, как наличие отдельно выделенного канала реверса, многофункционального частотно-преобразовательного блока, датчика положения ротора, создало предпосылки для широкого применения БДПТ в системах автоматического управления и регулирования. Обзор отечественной и зарубежной литературы, материалы Ленинградского Всесоюзного семинара 1969 года, первой и второй Всесоюзных научно-технических конференций по бесконтактным машинам 1970 и 1975 годов, прошедших в Москве, свидетельствовали не только о возрастании интереса к БДПТ, но и способствовали широкой публикации новых работ, посвященных как вопросам проектирования самого двигателя или его узлов [46, 50, 53, 72, 96, 125, 133], так и решению задач управления БДПТ [82, 104, 105, 107, 108] .

Особенно следует отметить целенаправленные исследования применения БДПТ как исполнительного элемента приборных следящих систем [58, 59, 75, 101, 120, 127, 128], с разработкой способов и устройств коррекции их динамических характеристик [58, 59, 75, 105, I2I-I23, 129, 149, 152, 178], проведённые в НИИ Электромеханики г. Воронеж, НПО «Азимут',' НПО «Гранит',' а также коллективами авторов под руководством д.т.н. Ю. Н. Конева в МАИ и д.т.н. А. С. Михалёва в Дальневосточном политехническом институте и ряде других организаций.

В настоящее время БДПТ энергично внедряются в различные сферы деятельности человека, включающие самые разнообразные техниче ские средства, ключевыми элементами которых являются электроприводы. Сюда относятся устройства записи, воспроизведения и передачи информации, оптико-механические, полиграфические, вычислительные устройства, системы управления и жизнеобеспечения авиационной и космической техники, приборы глубоководных исследований и подземных разработок, а также многие другие.

При этом повышение требований к характеристикам таких систем в целом естественно приводит к ужесточению требований к параметрам составляющих их элементов и звеньев. В этой связи необходимо отметить достоинства БДПТ как высоконадёжного исполнительного элемента, обладающего широким набором ценных технико-экономических показателей.

Преимущество широкого применения БДПТ стало особенно заметным с внедрением новых магнитно-твёрдых сплавов (самарий-кобальт), вццвинувших их на первое место среди исполнительных двигателей (ИД) САУ [4б] по удельным массогабаритным показателям на единицу мощности, экономичности и пр.

Отличительной чертой современных САУ является широкое применение полупроводниковых приборов как в силовой части — для целей коммутации или преобразования энергии, так и в управляющей — для создания регуляторов различных типов. Естественно, что бесконтактные двигатели постоянного тока, построенные практически полностью на полупроводниковых элементах, успешно конкурируют как с асинхронными управляемыми двигателями, так и с коллекторными машинами постоянного тока. Если по сравнению с первыми выигрыш обусловлен уменьшением веса машины, улучшением регулировочных свойств и энергетики системы, то по сравнению с коллекторными двигателями БДПТ имеют существенно более высокую надёжность и больший срок службы, а также допускают прямое применение их для работы в агрессивных и взрывоопасных средах [l78-I8o].

— б.

Анализируя публикации работ последнего десятилетия можно выделить в отдельное направление те из шх, которые посвящены разработке регулируемых электроприводов на основе двигателей постоянного тока [ I, 134, 73, 81, 150,, 162−167] :с высокими требованиями к нестабильности средней скорости вращения двигателя (на с «уровне 10 — 10). Наиболее рационально достигнуть данных показателей можно при использовании устройств синхронизации частоты вращения двигателя с частотой задающего генератора, например, кварцевого [8−10, 114] .

Большая и плодотворная работа в области создания устройств стабилизации и синхронизации частоты вращения БДПТ проводится в НИИ электромеханики г. Воронежа под руководством лауреата Государственной премии В. М. Шалагина. Разработчики этого коллектива уделяют самое пристальное внимание созданию регуляторов синхронизированных БДПТ на основе энергетически выгодных способов импульсного управления двигателем. Такие регуляторы, учитывая развитие полупроводниковой техники, увеличение её быстродействия и степени интеграции, сочетающейся с постоянной микроминиатюризацией элементов, занимают доминирующее положение в современных технических устройствах. Судя по публикациям [49, 51, 64−68, 92−94, 115, 135, 168] предпочтение отдаётся способу широтно-импульсного регулирования, достоинства которого неоднократно подтверждались работами как советских, так и зарубежных учёных: Т. А. Глазенко, О. А. Косова, А. С. Сандлера, Л. А. Шниглера, Ю. И. Чеховой, М. И. Крайцберга, Моргана, Хаймана, Вебера и др.

Вопросы регулирования и стабилизации частоты вращения коллекторных и бесконтактных электрических машин неоднократно освещались в научных публикациях [i, 8, 9, 12, 13, 55, 56, 73, 81, 131, 156−164, 180 ] .

Вместе с тем в этих работах не затрагивались или слабо освещались вопросы выбора и расчёта широтно-импульсных регуляторов для синхронизации частоты вращения БДПТ и, в частности, с учётом характерных нелинейностей его характеристик при импульсном управлении напряжением питания, а также вопросы расширения диапазона регулирования, уменьшения пульсаций мгновенной скорости вращения двигателя и создания таких регуляторов, которые в полной мере учитывали бы специфические особенности как самого БДПТ, так и современной тенденции возрастающего применения средств цифровой техники для решения задач автоматического регулирования.

В настоящее время нелинейные законы регулирования (кроме релейного) ещё мало изучены. Однако, использование нелинейных регуляторов, как показывают прикладные исследования, расширяет возможности повышения качества процессов регулирования [80−82, 9l). Отсюда следует актуальность создания новых принципов построения нелинейных регуляторов, которые естественным образом сочетались бы с представлениями БДПТ как элемента, содержащего в своём составе нелинейности, выраженные, в частности, релейным каналом реверса [jOl] односторонней проводимостью тока якоря и пр. Всё это совместно с необходимостью выбирать значительный коэффициент усиления контура регулирования для получения высоких показателей САР требует разработки соответствующих методик как теоретического, так и инженерного расчёта нелинейных регуляторов и систем стабилизации частоты вращения на их основе.

Следует отметить, что практически весьма мало работ, в которых бы анализировалось применение БДПТ в режимах синхронизации частоты вращения и предлагались рекомендации по выбору параметров их регуляторов. Кроме того, в представленных малочисленных публикациях рассматривались в основном регуляторы для БДПТ, содержащие в своём составе традиционные датчики положения ротора (ДПР) с дискретностью определения углового положения в лучшем случае до 30° градусов. Последнее обстоятельство отрицательно сказывалось ia равномерности частоты вращения двигателя, особенно^ * = вблизи мжней границы диапазона синхронизации [l5o] .

Информация о частоте вращения, необходимая для построения регуля-•оров с высокими динамическими показателями, формировалась, в основ-[ом, традиционно за счет введения в БДПТ тахометрической обмотки, [ибо установки на его валу дополнительного тахогенератора. Редкое [рименение датчиков углового ускорения в регуляторах БДПТ связано) трудностью их технической реализации, либо со значительными их [ассогабаритными показателями.

В связи с отмеченным выше целью диссертационной работы являютсяледующие основные положения:

1. Разработка и исследование регуляторов для стабилизации и (инхронизации частоты вращения БДПТ при широком диапазоне изменений ia дающих воздействий.

2. Разработка методик анализа и инженерного расчета СБДПТ с [ривлечением ЦВМ.

3. Разработка и исследование перспективных датчиков углового соложения и частоты вращения вала на основе алгоритмов цифровой >бработки сигналов его чувствительного элемента.

4. Разработка эффективных методов и алгоритмов управления БДПТ, >снованных на использовании разработанных цифровых датчиков.

В представляемой работе ставятся и решаются следующие основ-[ые задачи:

1. Аналитический обзор состояния вопроса стабилизации и синхро-шзации частоты вращения маломощных ВДПТ с последующей классификаций регуляторов для систем синхронизации их частоты вращения.

2. Анализ регулирования частоты вращения БДПТ с учетом особен-юстей рабочих процессов в синхронизированных режимах вращения шига теля.

3. Разработка и исследование регуляторов для синхронизации частоты вращения исполнительных элементов с БДПТ на основе использования комбинированного управления и введения нелинейной коррекции.

4. Разработка методики анализа устойчивости с учетом особенностей рабочих процессов в синхронизированных режимах вращения БДПТ.

5. Разработка и исследование цифровых совмещенных датчиков для измерения углового положения и частоты вращения вала, обеспечивающих повышение точности функционирования исполнительных элементов САУ на основе использования цифровых средств обработки информации.

6. Разработка принципов эффективного применения совмещенных датчиков для повышения энергетических характеристик исполнительных элементов с БДПТ.

В процессе решения поставленных задач была развита методика анализа устройств синхронизации частоты вращения с учетом характерных нелинейностей рабочих характеристик синхронизированных БДПТ, основанная как на использовании метода гармонической линеаризации, так и точного метода припасовывания. Разработана инженерная методика расчета элементов синхронизированного БДПТ с нелинейным изодромным регулятором. Предложен метод расширения диапазона синхронизированных частот вращения, заключающийся в стабилизации положения рабочей точки импульсного частотно-фазового дискриминатора нереверсивного БДПТ на середине линейного участка его несимметрической статической характеристики с использованием принципов комбинированного управления и нелинейной коррекции. Разработаны метод и алгоритмы цифровой обработки сигналов только одного чувствительного элемента — фазовращателя — для одновременного получения информации об угловом положении и частоте вращения вала.

Проведен анализ основных погрешностей предложенного метода измерения углового положения и частоты вращения вала, а также выработаны рекомендации по повышению точностных характеристик совмещенных датчиков. Разработаны алгоритмы и исследованы возможности применения цифровых датчиков для управления коммутацией фазных обмоток БДПТ и стабилизации частоты его вращения на заданном в цифровом коде значении. Показаны преимущества применения совмещенных цифровых датчиков по отношению к традиционным, выражающиеся как в улучшении энергетических характеристик исполнительных элементов, так и в расширении их функциональных возможностей.

Представляемые теоретические исследования подтверждены результатами моделирования основных рабочих процессов на ЦВМ и экспериментальным исследованием макетных образцов разработанных устройств,.

К защите в диссертационной работе представлены следующие основные положения:

1. Предложенный метод повышения устойчивости, улучшения качества переходных процессов и расширения диапазона синхронизированных частот вращения нереверсивных БДПТ, основанный на стабилизации положения рабочей точки импульсного частотно-фазового дискриминатора на середине линейного участка его несимметричной статической характеристики, за счет введения в регулятор СБДПТ комбнироваиного управления, нелинейного изодромного элемента и широтно-импульсного модулятора со статическим коэффициентом передачи меньше I.

2. Методика расчета устойчивости, основанная на предложенном подходе к анализу синхронизированных режимов вращения двигателя посредством решения на ЦВМ системы трансцендентных уравнений, описывающих эти режимы.

3. Выведенные аналитические соотношения для расчета механических характеристик БДПТ, на основе которых показано, что учет вариаций параметров силовой цепи двигателя, включенного в замкнутый, контур импульсно-фа зовой системы синхронизации частоты вращения, не приводит к принципиальным изменениям вида механических характеристик.

4. Методика расчета нижней границы диапазона синхронизации БДПТ, учитывающая изменения движущего момента двигателя на отдельных интервалах импульсного управления частотой его вращения.

5. Метод и алгоритмы для одновременного измерения углового положения и частоты вращения вала при использовании только одного чувствительного элемента, выходной сигнал которого преобразуется непосредственно в цифровой код.

6. Метод и алгоритмы управления коммутацией ВДПТ на основе использования совмещенного цифрового датчика углового положения и частоты вращения вала, обеспечивающие повышение энергетических характеристик исполнительных элементов САУ.

Основные положения и результаты диссертационной работы докладывались на Всесоюзных и межвузовских научно-технических конференциях, опубликованы в печати и соответствующих технических отчетах по НИР.

Диссертационная работа обобщает часть исследований, которые автор в тесном сотрудничестве с коллективом, провел на кафедре вычислительной техники Дальневосточного политехнического института под руководством д.т.н., проф. Михалева А.С.

В заключение автор выражает глубокую благодарность и признательность научному руководителю д.т.н. Михалеву А. С., к.т.н. Л. И. Матгахиной и к.т.н. Г. И. Каплуну за их постоянную поддержку и внимание, а также всему коллективу энтузиастов кафедры вычислительной техники, продолжающих заниматься вопросами применения БДПТ в современных системах автоматического управления, за атмосферу научного творчества, которая во многом способствовала созданию этой работы.

и выводы были проверены на макете СБДПТ и цифрового датчика углового положения и частоты вращения. При разработке принципиальных схем регулятора были приняты во внимание следующие аспекты проектирования серийных изделий:

— во-первых, элементная база проектируемых устройств должна быть на современном уровне развития техники;

— во-вторых, стоимость отдельных элементов, а также сроки проектирования должны быть по возможности минимальными;

— в-третьих, полученные устройства должны быть малогабаритными и надежными.

Всем перечисленным требованиям удовлетворяют широко распространенные интегральные микросхемы, которые позволяют за счет сокращения времени разработки электронных схем уделить больше внимания рациональному выбору структуры проектируемых устройств, лучшему согласованию между собой и т. д.

Функциональная схема макета СБДПТ и регулятора представлена на рис. 5.1−2. Причем основу её составляют выпускаемые промышленностью синхронизированные БДПТ серии ДБС [ 50 ] .В состав устройства входят следующие функциональные блоки:

— датчик положения ротора двигателя ДПР;

— формирователи импульсов ^1.ФЗ;

— блок усилителей мощности УМ с усилителями У1. УЗ и соответствующие датчики Д1. ДЗго о.

Рис. 5 Л. функциональная схема макетного образца СБДПТ.

— синхронная машина СМ;

— сумматор импульсов СИ;

— регулятор РГ, в состав которого входит ИЧФД.

Общий принцип работы макета СБДПТ заключается в следующем. При поступлении на один из входов ИЧФД сигналов, задающих частоту вращения, на выходе РГ формируется управляющий сигнал, который разрешает прохождение сигналов ДПР через формирователи Ф1. ФЗ на усилители мощности У1.УЗ. Последние возбуждают ток в соответствующих фазных обмотках синхронной машины. Ротор СМ механически связан с датчиком положения ротора, который Нормирует сигналы последовательного переключения фазных обмоток. Синхронизация частоты вращения двигателя в устройстве осуществляется ИЧФД, на второй вход которого поступают сигналы с сумматора импульсов. Сумматор импульсов формирует сигналы малой длительности по окончанию импульса каждого из формирователей, частота следования которых непрерывно сравнивается на ИЧФД с частотой следования импульсов задающего генератора. В синхронизированном режиме каждый импульс задающего генератора включает формирователь фазного тока в соответствии с сигналами ДПР, а каждый импульс СИ выключает его, прерывая тем самым ток в фазной обмотке.

Блок усилителей мощности состоит из трех одинаковых усилителей У1. УЗ и согласует маломощные выходы формирователей Ф1. ФЗ с соответствующими фазными обмотками двигателя.

Особенностью схемы является наличие кольцевого коммутатора, соединяющего между собой формирователи таким образом, что импульс на последующем формирователе может быть получен только по окончанию предыдущего, т. е. исключается возможность формирования фазного тока одновременно в двух обмотках двигателя.

Датчики Д1. ДЗ дроссельного типа, выполненные на ферритовых сердечниках. Магнитный сигнальный сектор ДПР, установленный на роторе двигателя, насыщает последовательно сердечники датчиков, в результате чего на обмотке демодулятора формирователей появляется высокочастотный сигнал питания датчика, который подводится к нему от внешнего источника.

Принципиальная схема разработанного варианта РГ представлена на рис. 5.3. Сумматор аналоговых сигналов комбинированного управления (вход ДС), нелинейного изодромного элемента и импульсного сигнала ИЧФД выполнен на операционном усилителе AI.

В ШИМ входят компаратор V4- и генератор пилообразного напряжения (ГШ) на элементах Vl, V2, V3. Задание частоты вращения ^ двигателя осуществляется путем деления частоты ГПН на счетчике с регулируемым коэффициентом деления. Импульсные сигналы снимаются с выхода однопереходного транзистора V2 и через согласующий каскад V5 поступают на делитель.

Частота генерации ШИМ выбрана на порядок выше максимальной частоты сигналов ДПР и составляет 12 кГц.

Введение

местной ОС, охватывающей ШИМ, реализовано на операционном усилителе А2. Постоянная времени апериодического звена регулируется с помощью резистора Rffl •.

Согласно полученным в разделе [з] условиям устойчивости статический коэффициент усиления ШИМ с цепью 00С равен:

Кст=Ку/20.

Находим значение статического коэффициента усиления Кос цепи.

00С, исходя из условия:

Кст= Кв/(1+КхКос), где обозначения соответствуют принятым выше.

Следовательно, Кос = 19.

Исходя из того, что иЬЫХ' ОУ не более 5 В, Uoc = 5 В. Макси.

Ac >

UbQN Г-Li.

АРОМJ L—T4 uuu элемент U^ ю оэ.

Рис. 5,2. Принципиальная схема регулятора СБДГГ. мальное значение Ца,, соответствующее ff = I, Ub = Uoc ^ = 0,26 В. Тогда tf должно достигать значение $ = I при Vz — 0,26 В, что соответствует получению К у = I в системе принятых ранее относительных единиц. Последнее условие является исходным для расчета ШИМ без ООС.

Работа схемы заключается в следующем: На вход см. рис.5.3) сумматора Aj поступает входное напряжение ШИМ (согласно принятым выше обозначениям на структурной схеме 17* - Uu4A.

Принципиальная схема нелинейного изодромного элемента представлена на рис. 5.2 и состоит из релейного элемента, выполненного на ОУ А4 и интегратора на иУ А5. Величина опорного напряжения Von выбирается исходя из соотношения:

ТТ U^U1.

Von — —J" * <<5 В где U0 и U1 — напряжения логического «О» и «I» соответственно микросхемы ИЧФД. Диоды V5, V6 ограничивают амплитуду выходного сигнала реле на уровне 0,5 В.

Для снятия экспериментальных технических характеристик использовались следующие измерительные приборы:

1. Частотомер электронный счетный Ф 5035;

2. Моментомер ТЭС-4;

3. Универсальный цифровой тестер Щ 4310;

4. Генератор импульсов Г5−54;

5/Осциллографы CI-76, CI-78.

— 125.

На рис. 5.3 представлены осциллограммы экспериментального исследования макетного образца СБДДТ. НА рис. 5.3,а, б показан выходной сигнал ИЧФД при частоте задающего генератора FZT= I кГц, что соответствует ^ = 0,54 и моменте нагрузки Мн = 30 Гсм. Причем на рис. 5.3,а изображен выходной сигнал ИЧФД «базового» СБДПТ, на рис. 5.3,6 — СБДПТ с разработанными корректирующими устройствами.

На рис. 5.3,в, г изображены осциллограммы выходного сигнала ШИМа при значении I кГц и Мн = 30 Гсм, Мн = 150 Гсм соответственно, на которых отражено воздействие сигнала ИЧФД на ШИМ в виде модуляции выходного сигнала ШИМ низкочастотной составляющей сигнала ИЧФД.

Здесь наглядно выражена симметричность формы выходного сигнала ИЧс яется при вариациях как момента нагрузки, так и задающего воздействия в пределах диапазона рабочих частот вращения СБДПТ, экспериментально подтверждая изложенные выше теоретические предпосылки. б).

Рис. 5.3. Осциллограммы экспериментальных исследований макета СБДПТ.

Методика определения диапазона регулирования синхронизированной частоты вращения БДПТ состояла в следующем. На вход ИЧФД подавались импульсные сигналы от генератора Г5−54, моментомером ТЭС-4 задавался и измерялся момент статической нагрузки на Еалу двигателя. Частотомер Ф 5035 устанавливался в режим реверсивного счетчика, на вход «+I» которого подключался выход задающего генератора, на вход «-I» — выход ИЧФД.

В переходных режимах (разгон двигателя, переход с одной частоты вращения на другую) показания частотомера непрерывно изменялись в соответствии с величиной фазового рассогласования ДоС. При достижении синхронизированного вращения изменения значений показаний счетчика не превышало ±1, то есть на каждый импульс ЗГ формировался импульс ДЧВ.

Изменяя и момент нагрузки определялись границы экспериментального значения диапазона синхронизации.

Полученные предельные значения диапазона синхронизации составили величину «D = 62. при вариации момента нагрузки от ^ =0,01 до ^-=0,8. То есть, расхождения с теоретическими результатами составляют 18%, что находится в пределах погрешности наименее точного из использованных в эксперименте измерительных приборов.

§ 5.2. Разработка функциональной схемы БДПТ с цифровым ДПР и частоты вращения вала.

Разработки основных функциональных и принципиальных схем были проведены в соответствии с рассмотренными выше принципами построения цифрового датчика. Причем, особенное внимание было уделено максимальному использованию цифровых дискретных элементов, применение которых позволяет значительно упростить решение задачи температурной стабилизации за счет использования ключевых режимов работы транзисторов, а также снизить затраты на производство датчиков ввиду широкого ассортимента выпуска микросхем малой и средней интеграции.

Структурная схема макета БДЙТ с разработанным цифровым датчиком представлена на рис. 5.

Рис. 5.3. Общая функциональная схема БДПТ с цифровым датчиком углового положения и частоты вращения ротора.

Она содержит следующие основные блоки:

1. Генератор импульсов высокой частоты — ГИ;

2. Блок вычислителя положения ротора — БВПР;

3. Блок управления коммутатором — БУК, определяющей закон переключения фазных обмоток синхронней машины;

4. Полупроводниковый коммутатор — ППК;

5. Синхронная машина — СМ;

6. Емкостный фазовращатель — ФВ;

7. Нуль-орган — НО;

8. Блок управления вычислителем частоты вращения — БУВЧВ;

9. Блок вычислителя частоты вращения — БВЧВ.

Общий принцип работы макета заключается в следующем: генератор ГИ вырабатывает импульсы высокостабильной частоты, которые одновре менно поступают как на БВПР, так и БВЧВ. В блоке вычисления положения ротора после деления частоты формируются последовательности импульсов, участвующие в выработке опорных напряжений фазовращателя и в управлении вычислителем частоты вращения. Из БВПР код положения, зафиксированный по сигналу НО, поступает в блок управления коммутатором, который формирует шесть основных комбинаций переключения фазных обмоток СМ. ППК выполняет усиление маломощных сигналов управления и подключает через ключевые элементы напряжение источника питания к фазным обмоткам СМ. Чувствительный элемент емкостного ФВ закреплен на валу синхронной машины и выполнен согласно' изложенной в [9l] технологии. В Фазовращателе использован бесконтактный съем выходного сигнала. Нуль-орган фиксирует моменты окончания периода выходного сигнала фазовращателя и формирует импульсные сигналы, необходимые для работы БУВЧВ и БВПР. Блок управления вычислителем частоты вращения вырабатывает сигналы временной диаграммы переключения ключевых элементов, управляющих работой БВЧВ.

Рассмотрим более подробные функциональные и основные принципиальные схемы разработанного макета.

I. Высокочастотный генератор импульсов, частота колебаний которого равна 27 МГц, выполнен по схеме индуктивной трехточки с кварцевой стабилизацией частоты [91]. Выходной синусоидальный сигнал преобразуется в импульсный с помощью логических элементов ТТЛ серии 130.

Кварцевая стабилизация частоты необходима для повышения точности определения положения вала, для исключения дополнительной погрешности датчика, вызванной возникающим при колебаниях частоты генератора фазовым сдвигом между выходным напряжением счетчика и опорными напряжениями фазовращателя. Принципиальная схема генератора приведена в приложении.

2. функциональная схема макета блока вычисления положения ротора показана на рис. 5.'5. %.

Он состоит из счетчика СЧТ: и регистра РГТ, разделенных на две части: C4I-I, РГ1−1. и СЧ.1−2, РГ1−2, комбинационных схем KCI, КС2 и выходного регистра РГ2.

Вход TJI 'счетчика СЧЗ подключен к кварцевому генератору. Для уменьшения ошибки, возникающей при сбое счетчика? СЧ1−1 выполнен по схеме регистра с перекрестными связями, в ко— —-тором.происходит изменение состояния только одного разряда на каждый счетный импульс.

Код углойото пслолгнма b.

I 1 1 РГЧ-2.

L — '—.

• - • хв.

Р1 1 СЧЛ-2.

Рис. 5.5. функциональная схема блока вычисления положения ротора.

Код углового положения переписывается в регистр РГ2 по переднему фронту выходного сигнала нуль-органа. Ввиду того, что появление сигнала, НО возможно в любой произвольный момент в том числе и в момент распространения переноса в счетчике необходимо ввести дополнительный регистр PFI и комбинационную схему управления записью в РГ1−2. Комбинационная схема КС2 выполняет блокирование записи в.

РГ1−2 при переходе сигнала U I из состояния логического «О» в «I» и при наличии сигнала «Запись». При отсутствии сигнала «Запись» производится перезапись информации из СЧ1−2 на РГ1−2 по положительному фронту сигнала «U I.

Запись кода на РП-I и РГ2 осуществляется безусловно при наличии сигнала «Запись». В результате ошибка вычисления кода углового положения не превышает веса единицы младшего разряда XI0 счетчика СЧ1.

Комбинационная схема KCI преобразует циклический код C4I-I в двоичный, который переписывается в соответствующие разряды РГ2.

3. Функциональная схема блока управления коммутатором представлена на рис. 5. 5.

Выше было отмечено, что для управления ППК необходимо сформировать шесть возможных комбинаций включения фазных обмоток СМ. То есть, требуется фиксировать моменты поворота ротора на 60°. Следовательно, технически более удобно для управления ППК формировать код по основанию «3». Тогда комбинации включения обмоток СМ определяются тремя старшими разрядами счетчика. При этом период повторения всех кодовых комбинаций должен быть равен периоду опорного сигнала ФВ.

Исходя из сказанного в БУК введен умножитель частоты У1! на 3, входной сигнал которого поступает с выхода четвертого разряда счетчика БВПР. Последнее вызвано тем, что для экспериментальных исследований в состав БУК введен наборный регистр НРГ, на тумблерах которого можно устанавливать код коэффициента пересчета счетчика СЧ2−1. Ключи KI. K4 позволяют вводить опережающую коммутацию обмоток СМ. Вес младшего разряда KI соответствует 3,76 угловым градусам, а наибольшее задаваемое опережение — 57°.

Старшие 3 разряда счетчика выполнены по схеме сдвигового регистра, что позволяет исключить дешифратор и формировать на управляющем регистре УРГ сигналы управления ключами ППК.

В настоящем макете использовалась двухполюсная СМ, поэтому при реверсировании двигателя необходимо добавлять к сформированному коду управле-. ния ППК код, соответствующий 180°, а для введения опережающей коммутации — вычитать соответствующий требуек т. е.

Рис. 5.5. Функциональная схема блока управления коммутацией фазных обмоток БДПТ. мому углу опережения код при правостороннем вращении, либо прибавлять тот же код при левостороннем.

Вычитание и сложение кодов в макетном образце заменено предустановкой счетчика СЧ2. Для этого введена комбинационная схема предустановки, которая выполняет преобразование сигналов в соответствии с таблицей 5.1. В таблице Д, Е, М обозначены выходные сигналы КСП, заносимые в СЧ.2−2.

Сигналы К5, Кб обозначают соответственно сигнал реверсирования и знак направления вращения. Логические выражения для реализации КСП имеют вид:

А= К5- Е=К5*Кб + К5-К6- М=К5.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

.

Исходя из целей диссертационной работы, заключавшихся в разработке регуляторов для синхронизации частоты вращения бесконтактных двигателей постоянного тока и перспективных цифровых датчиков параметров вращательного движения для управления коммутацией и коррекции динамических характеристик синхронизированных электроприводов с БДПТ, в контуре управления которых применяются ЦВМ, были достигнуты следующие основные результаты.

1. Проведен анализ состояния и рекомендованы перспективные направления в решении задач синхронизации частоты вращения БДПТ. В настоящее время наиболее элективным средством для решения данных задач является использование для создания СБДПТ импульсно-базовых систем автоматического регулирования с привлечением для их коррекции нелинейных законов управления и максимального применения элементов цифровой вычислительной техники.

2. Показано, что применение широко известных скоростных обратных связей не может быть рекомендовано для коррекции динамических характеристик СБДПТ ввиду сужения области вариаций предельных моментов двигателя, а также ухудшения технических характеристик тахогенераторов и аналоговых датчиков частоты вращения в области нижних значений измеряемых скоростей.

3. Предложен метод расширения диапазона синхронизированных частот вращения БДПТ, включенного в контур импульсно-Фазовой системы регулирования частоты вращения, заключающийся в стабилизации положения рабочей точки импульсного частотно-фазового дискриминатора на серидине линейного участка его несимметричной статической характеристики за счет использования комбинированного управления, нелинейного изодромного регулятора и широтно-импульсного модулятора с коэффициентом передачи меньше единицы. Практическая реализация метода в разработанном макетном образце нелинейного регуля.

I — 145 тора для СВДПТ позволила в 6−8 раз расширить диапазон синхронизированных частот вращения двигателя, в 2−3 раза снизить перерегулирование и в 1,5−2 раза — время регулирования по сравнению с базовым СВДПТ.

4. Предложена методика анализа устойчивости СВДПТ, основанная на выведенных соотношениях для механических характеристик ВДПТ, по лученных без усреднения движущего момента двигателя на различных 1 интервалах импульсного управления частотой его вращения в синхро-, визированных режимах работы, и разработана инженерная методика расчета элементов регулятора для СВДПТ.

5. Предложен метод и алгоритмы для цифрового измерения углового положения и частоты вращения вала на основе сигналов только одного чувствительного элемента, позволяющий измерять практически мгновенные скорости вращения в широком диапазоне их изменений от тысяч до единиц радиан в секудду. Алгоритм измерения позволил исключить медленную операцию деления кодов.

6. Исследованы основные погрешности измерений разработанных цифровых датчиков углового положения и частоты вращения вала и предложены методы повышения их точностных характеристик, заключающиеся в выборе оптимальных частот измерений по каждому параметру. Точность измерения углового положения определяется практически точностной характеристикой чувствительного элемента и (с учетом серийно выпускаемых в настоящее время СКВТ и редуктосинов) составляет величину 12−14 разряда двоичного кода углового положения (0,02 — 0,006 $). Точность измерения частоты вращения не хуже 1,5 $ в диапазоне измерений от нуля до 628 рад/с и возрастает с ее уменьшением.

7. Разработан новый подход к принципам построения ВДПТ, в сотором последний представляется как многофункциональный измерительный и исполнительный элемент современных систем автоматического управления различного назначения.

— 146.

8. Разработаны и исследованы: алгоритмы управления коммутацией и реверсированием ВДПТ, имеющего произвольное число пар полюсов индуктора и фазных, обмоток статора, а также показано, что введение опережающей коммутации на основе сигналов совмещенного датчика в реверсивный ВДПТ в зависимости от частоты его вращения позволяет увеличить к.п.д. двигателя в среднем на 11%,.

9, Практически все теоретические результаты проверены путем моделирования рабочих процессов на ЦВМ и натурных испытаниях макетных образцов разработанных устройств. Хорошая качественная и количественная (10*18/0 сходимость результатов экспериментального и теоретического исследований, проведенных в работе, свидетельствует о справедливости сделанных выводов и приемлемости разработанных инженерных методик расчета предложенных устройств.

10, Результаты проведенных автором исследований явились составной частью работы, представленной в 1981 г. коллективом соавторов на соискание премии Всесоюзного совета НТО молодым ученым и специалистам в области науки и техники, по итогам которого она получила диплом Первой степени. Представленный в 1982 г, на ВДНХ СССР действующий макет информационно-силового модуля с ВДПТ и совмещенным цифровым датчиком углового положения и частоты вращения вала был награжден серебряной медалью ВДНХ СССР,.